24VDC-220VDC 车载开关电源的

 

分析与实现

   　　随着现代汽车用电设备种类的增多，功率等级的增加，所需要电源的

型式越来越多，包括交流电源和直流电源。这些电源均需要采用开关变换器
将蓄电池提供的+12VDC 或+24VDC 的直流电压经过 DC-DC 变换器提升为
+220VDC 或+240VDC,后级再经过 DC-AC 变换器转换为工频交流电源或变

频调压电源。对于前级 DC-DC 变换器，又包括高频 DC-AC 逆变部分、高频

变压器和 AC-DC 整流部分，不同的组合适应不同的输出功率等级，变换性能

也有所不同。推挽逆变电路以其结构简单、变压器磁芯利用率高等优点得到
了广泛应用，尤其是在低压大电流输入的中小功率场合；同时全桥整流电路
也具有电压利用率高、支持输出功率较高等特点，因此本文采用推挽逆变-高

频变压器-全桥整流方案，设计了 24VDC 输入-220VDC 输出、额定输出功率
600W 的 DC-DC 变换器，并采用 AP 法设计相应的推挽变压器。 

　　1、推挽逆变的工作原理 

　　给出了推挽逆变-高频变压-全桥整流 DC-DC 变换器的基本电路拓扑。通

过控制两个开关管 S1 和 S2 以相同的开关频率交替导通，且每个开关管的占

空比 d 均小于 50%,留出一定死区时间以避免 S1 和 S2 同时导通。由前级推

挽逆变将输入直流低电压逆变为交流高频低电压，送至高频变压器原边，并
通过变压器耦合，在副边得到交流高频高电压，再经过由反向快速恢复二极
管 FRD 构成的全桥整流、滤波后得到所期望的直流高电压。由于开关管可承

受的反压最小为两倍的输入电压，即 2UI,而电流则是额定电流，所以， 推挽

电路一般用在输入电压较低的中小功率场合。
　　当 S1 开通时，其漏源电压 uDS1 只是一个开关管的导通压降，在理想情

况下可假定 uDS1=0,而此时由于在绕组中会产生一个感应电压，并且根据变

压器初级绕组的同名端关系，该感应电压也会叠加到关断的 S2 上，从而使
S2 在关断时承受的电压是输入电压与感应电压之和约为 2UI.在实际中，变压

器的漏感会产生很大的尖峰电压加在 S2 两端，从而引起大的关断损耗，变换

器的效率因受变压器漏感的限制，不是很高。在 S1 和 S2 的漏极之间接上
RC 缓冲电路，也称为吸收电路，用来抑制尖峰电压的产生。并且为了给能量

回馈提供反馈回路，在 S1 和 S2 两端都反并联上续流二极管 FWD。

　　2、开关变压器的设计 

　　采用面积乘积（AP）法进行设计。对于推挽逆变工作开关电源，原边供

电电压 UI=24V,副边为全桥整流电路，期望输出电压 UO=220V,输出电流
IO=3A,开关频率 fs=25kHz,初定变压器效率 =0.9,

η

工作磁通密度 Bw=0.3T.

　　（1）计算总视在功率 PT.设反向快速恢复二极管 FRD 的压降：
VDF=0.6*2=1.2V

　　3、推挽逆变的问题分析 

　　3.1 能量回馈 

　　主电路导通期间，原边电流随时间而增加，导通时间由驱动电路决定。
为 S1 导通、S2 关断时的等效电路，图中箭头为电流流向，从电源 UI 正极流

出，经过 S1 流入电源 UI 负极，即地，此时 FWD1 不导通；当 S1 关断时，
S2 未导通之前，由于原边能量的储存和漏电感的原因，S1 的端电压将升高，

并通过变压器耦合使得 S2 的端电压下降，此时与 S2 并联的能量恢复二极管
FWD2 还未导通，电路中并没有电流流过，直到在变压器原边绕组上产生上

正下负的感生电压。FWD2 导通，把反激能量反馈到电源中去，箭头指向为

能量回馈的方向。