图 1 给出了 IPMSM 额定运行状态下的磁力

线分布图 , 此时工作电流的有效值为 46 A 。

图

1

　

IPMSM 2D

有限元模型磁力线分布图

Fig

1

1

　

2D FEA Flux - linkage distribution of IPMSM

2

　

IPMSM

转矩特性优化

2

11 　IPMSM 的转矩组成

图

2

　

IPMSM

转矩组成

Fig

1

2

　

Torque compositions of IPMSM

内置式永磁同步电机也称为混合式永磁磁阻

电机

[ 1 ]

, 由于其交轴电感大于直轴电感

[ 2 ]

, 因此

该电机在永磁转矩的基础上迭加了磁阻转矩如图

2 所示 , 磁阻转矩的存在有助于提高电机的过载
能力和功率密度 , 而且易于弱磁调速 , 扩大恒功
率运行范围 。

IPMSM 的转矩公式如 (1) 所示 。

T

=

3
2

[

λ

m

I

q

+ +

( L

d

-

L

q

)

I

d

I

q

]

(

1

)

式中

:

λ

m

为永磁体产生的磁链

; L

d

, L

q

分别为

电机的交 、直轴电感

; I

d

,

I

q

分别为电枢电流的

交 、直轴分量 。

转矩波动主要由两部分组成 , 齿槽转矩和纹

波转矩 。齿槽转矩是永磁电机的一种谐波转矩 ,
它使电动机产生振动和噪声 , 还会降低位置伺服
的精度 , 特别在低速时更为严重 。所以消除齿槽
转矩是内置式永磁同步电机设计时必须解决的问

题 , 定子斜槽在理想情况下可以完全消除齿槽转

矩并且简单易行 , 因此得到广泛应用 。

纹波转矩是由感应电动势谐波和定子电流的

谐波相互作用产生的 , 因此在电机设计过程中 ,
应当尽量地消除谐波 。感应电动势的谐波主要与

永磁体产生的励磁磁场在空间中的分布和绕组设

计有关 。为了减小纹波转矩 , 永磁体产生的励磁
磁场在空间中的分布应尽可能按照正弦规律分

布

[ 3 ]

。

2

12 　斜槽消除齿槽转矩

为了减小因齿谐波引起的转矩脉动 , 提高电

动机的运行性能 , 内置式永磁同步电机的电枢通
常采用斜槽式结构 。对于一般的直槽式电动机 ,
尤其是高转矩 、低转速的多极电动机 , 由于其磁
路较短 , 端部漏磁也相对较小 , 因此采用二维有
限元法来分析电机的磁场和参数 , 既可获得较高
的计算精度 , 又可避免因求解三维磁场所带来的
困难 。但是 , 在 Ansoft Maxwell 2D 中 , 无法考
虑电机斜槽的影响 , 所以用分段合成的方法来模
拟电机斜槽后的效果

[ 4 ]

。

分段算法的过程如下 : 沿电机轴向平均分成

若干段 , 在每一小段中假设电枢槽为直槽 , 采用
二维有限元法分别计算每一段的磁场 , 再对各段
计算结果取平均值 , 作为中心段转子位置角所对
应的等效气隙磁密分布 。这样 , 在一个周期内取
若干转子位置角作空载磁场计算 , 并由此解出相
应的磁链 , 便可求得一相绕组的空载反电势波
形 。轴向分段数越多 , 计算精度也越高 。

在这个求解 IPMSM 模型中 , 电机 8 极 48

槽 , 对于 48 槽的电机 , 斜一个齿距为 7

15°机械

角 。当电机转速为 3 195 r/ min 时 , 转 7

15°所需

时间为 0

1000 39 s , 采用分 5 段合成的方法 , 则

每段为 7

18 ×10

- 5

s 。在 Maxwell 2D 后处理中 ,

得到每相感应电动势的波形向右移动 5 次 , 每次
移动 7

18 ×10

- 5

, 最后 5 段合成得到斜槽后的空

载反电动势波形 。图 3 对比了斜槽前后在额定转
速即 3 200 r/ min 下的 A 相空载反电动势的波形 ,
可见 , 斜槽后的空载反电动势波形更接近于正弦
波 。而齿槽转矩在理想的情况下也完全消除 , 如
图 4 所示 。

2

13 　永磁体分段减小纹波转矩

纹波转矩定义为在一个周期内最大转矩与最

小转矩之差与平均转矩之比 [ 5 ] , 文献 [ 6 ] 提
出了一种减小纹波转矩并提高弱磁调速能力的方
法 , 即永磁体分段 , 并在分段之间放置铁楔 , 但

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华 北 电 力 大 学 学 报 　　　　　　　　　　　　　　　　　

2009

年