的水平。根据这一点，我们选择了超高速沟道

IGBT，例如，IRGB4062DPBF 作为高侧功率

器件。这种超高速构道

IGBT 与一个超高速软恢复二极管采用协同封装，进一步确保低开关

耗损。
此外，这些

IGBT 不用要求短路额定值，因为当逆变器的输出出现短路时，输出电感器 L1

和

L2 会限制电流 di/dt，从而给予控制器足够的时间做出适当的回应。还有，与同样尺寸的

非短路额定

IGBT 比较，短路额定 IGBT 提供更高的 Vce(on)和 ETS。由于拥有更高的

Vce(on)和 ETS，短路额定 IGBT 会带来更高的功率损耗，使功率逆变器的效率降低。
再者，超高速沟道

IGBT 也提供方形反向偏压工作区、最高 175

℃结温，还可承受 4 倍的额

定电流。为了要显示它们的耐用性，这些功率器件也经过

100%钳位电感负载测试。

与高侧不同，通态耗损支配了低侧

IGBT。因为低侧晶体管的工作频率只有 60Hz，开关损耗

对这些器件来说微不足道。标准速度平面

IGBT 是特别为低频率和较低通态耗损而设计。所

以，随着低侧器件于

60Hz 进行开关，这些 IGBT 要通过采用标准速度平面 IGBT 来达到的

最低功率耗损水平。因为这些器件的开关损耗非常少，标准速度平面

IGBT 的总耗散并没有

受到其开关耗损所影响。基于这些考虑，标准速度

IGBT IRG4BC20SD 因此成为低功率器件

的最好选择。一个第四代

IGBT 与超高速软恢复反向并联二极管协同封装，并且为最低饱和

电压和低工作频率

(<1kHz)进行优化。在 10A 下的典型 Vce(on)为 1.4V。针对低正向降压及反

向漏电流，跨越低侧

IGBT 的协同封装二极管已经优化了，以在续流和反向恢复期间把损

耗降到最低。
逆变器效率
图

2 展示了系统层面的全桥功率逆变器电路。就如图中所示，H 桥的每一支管脚由高电流、

高速栅

� 

驱动器

IC，以及独立低和高侧参考输出通道所驱动。驱动器 IRS2106SPBF 的浮动通道容许

自举电源为高侧功率电器件工作。因此，它免除了高侧驱动对隔离式电源的需求。这有助整
体系统去改善逆变器的效率和减少零件数目。当电流续流到低侧

IGBT 协同封装二极管，这

些驱动器的自举电容器会在每个开关周期

(50μs)更新。 

 
图

2 全桥功率逆变器电路

由于高侧

Q1 和 Q2 协同封装二极管并不受续流电流影响，同时低侧 Q3 及 Q4 拥有主要的通

态耗损和非常少的开关耗损，整体系统损耗获得最小化，而系统效率就得到最大化。此外，
因为在任何时间，开关都在对角器件配对

Q1 和 Q4，或者 Q2 和 Q3 上进行，所以排除了直

通的可能性。同时，每个输出驱动器

IC 具备高脉冲电流缓冲级以最小化驱动器的直通。这个

逆变器的另一个突出功能，是它以单一直流母线供电运作。因此，排除了负直流母线的需求。
简单点来说，针对整体逆变器，以上这些安排全部都可以转化为更高的效率和更少的零件
数目。更少的零件也表示设计可以占更少的空间，以及拥有更简短的物料清单。
在这个逆变器设计中，

+20V 电源首先用来推动微型处理器，并且管理不同的电路。有关代

码的实现，这个逆变器解决方案中采用的

8 位微型控制器 PIC18F1320 会为 IGBT 驱动器产

生信号，由此最终提供用来驱动

IGBT 的信号。以专用先进高电压 IC 工艺过程 (G5 HVIC)以

及锁存免疫

CMOS 技术的栅极驱动器集成高电压转换和终端技术，使驱动器能够从微型控

制器的低电压输入产生适当的栅极驱动信号。有关的逻辑输入与标准

CMOS 或 LSTTL 输出

相容，逻辑电压可低至

3.3V。

超高速二极管

D1 和 D2 提供路径来把电容器 C2 及 C3 充电，并且确保高侧驱动器获得正确

的动力。图

3 描绘出相关的输出波形。如图所示，在正输出半周期内，高侧 IGBT Q1 经过正

弦

PWM 调制，但低侧 Q4 就保持开通状况。同样地，在负输出半周期内，高侧 Q2 经过正弦

PWM 调制，而低侧 Q3 则保持开通状况。这种开关技术在输出 LC 滤波器之后，于电容器