其中滤波器

S(z)由以下两部分构成

　　陷波滤波器

S1(z)主要用于对消逆变器的谐振峰值，二阶滤波器 S2(z)主要提供高频衰

减。超前环节

zk 补偿滤波器 S(z)和控制对象 P(z)总的相位滞后，Kr 是重复控制增益。补偿器

C(z) 要达到的目的是使校正后的对象中低频增益接近于 1，而高频增益则尽快地降至-26dB
以下，同时系统在整个中低频段前向通道的总相移尽量小。取

Kr ＝0.9，zk ＝z5 ，作出

C(z)P(z)的伯德图，如图 3 所示，可以看到设计符合要求。

图

3　C(z)P(z)的伯德图

　　前向通道上串接的周期延迟环节

z-N 使控制动作延迟一个周期进行，即本周期检测到

的误差信息在下一周期才开始影响控制量。引入周期延迟环节的主要原因是系统中含有超前
环节

zk，如果此系统要能够物理实现，必须有一延迟环节。

3　极点配置

　　重复控制有效的改善逆变器稳态性能，但动态响应欠佳。实际上，逆变器的自然动态特
性之所以不好，最主要的原因是逆变器自身的阻尼太弱。对此，最直接有效的解决办法就是
引入状态反馈，进行极点配置，增加控制对象的阻尼。
　　图

4 是为单相逆变器的等效电路，逆变器空载时阻尼最小。因此，在实施极点配置时，

假定逆变器处于空载（最恶劣的情况），配置极点时应注意逆变器带载以后阻尼比会变大。

图

4　单相 PWM 逆变器模型

　　取电容电压

vC 和电容电流 iC 作为状态变量，PWM 逆变器的空载模型为：

　　引入状态反馈

 

，其中

r 是闭环系统参考指令，K 是反馈增益阵，则闭环系统的状态方程变为：

　　将闭环极点配置在

z 域的 0.74±0.3i 点，此时系统自振荡频率 ωn 为 4454rad/s（大致与

LC 滤波器截止频率相同）；阻尼比 ξ 为 0.5。图 5(a)是系统的突加负载仿真波形,观察发现输