效初级电频率、等效转差频率、磁链和微分算子；下标

s 和 r 表征初级和次级；

下标

d 和 q 表征 d 轴和 q 轴。

　　仿照旋转电机在同步旋转坐标系中按转子磁场定向，在

LIM 中按照次级磁

场定向，让

d 轴和反应轨磁场同向，即次级 d 轴磁场分量 Ψrd =Ψr，次级 q 轴

磁场分量

Ψrq = 0.在稳态时，Ψrd 近似为 L‘m i sd。

　　为简单起见，忽略涡流损耗

R r f（Q）。因为考虑涡流损耗大大增加了方程

的复杂性，而忽略其对控制影响不大，除非电机速度很高时。在稳态时，简化的
电 流 动 态 响 应 方 程 为 ：

sd sq s sd s sd u i L i R pi Q L + 　 =σω ）

（（

11）sq sd s sq s sq u i L i R pi Q L +′=ωσ）（（12）此处 sd r m lr 

m rd i p R L > /）<（1 ' + =Ψ' 2 ' m lr m ls L ++ =σ' m ls s L + = 3
解耦控制策略

3.1 传统解耦控制器类似于旋转异步电机，早期研究者采用 PI 调

节器合成定子电压。电流控制器也可以采用诸如滑模控制器等新型控制方法，但
会增加设计和试验的复杂。前馈控制器通常被采用作电流控制器。它包括

PI 调节

器和前馈解耦补偿项。
　　

ω（14）式中，K p、K i

“ ”

为比例和积分增益： ？ 表示相应值的估计值。由

于直线感应电机的参数是时变的，实际值和估计值间常常有误差，尤其是）
（

Q Lσ，它是初级、次级参数和电机速度的函数。前馈解耦方法会引起补偿误差，

在高速时尤其严重。
　　可以得到下列传递函数方程：
　　（

15）这里：当没有参数误差时，g dq 和 g qd 为零。Δdd g 和 Δqq g 的

期望值为单位

1，Δdq g 和 Δqd g 的期望值为零，此时为完全解耦。由此可见

前馈解耦控制对电机参数变化比较敏感，可以采用一种改进的解耦控制器克服
上述困难。
　　

3.2 改进的解耦控制器，PI 2 和 PI 3 两个 PI 调节器用来解耦，此处 PI 1

和

PI 4 是相同的。为了使 dq g 和 qd g 为零，PI 2 和 PI 3 需要进行如下选择：

s L R L PI sσω+′= 1 2（17）s L R L PI sσω+ = 1 3（18）4 仿真研究
　　磁场定向矢量控制框图。采用两个

PI 调节器合成参考电流，磁链计算采用

上面所述方程。采用

Matlab/Simulink 对这种控制策略进行仿真。电机参数表如。

为了比较控制性能，本文同样给出了采用前馈解耦控制器的传统控制策略的仿
真结果，

PI 调节器的增益是一样的。

　　给出了当施加一个

0～200N 变化的矩形负载力时，采用传统控制器和改

进控制器，

d 轴和 q 轴电流响应、牵引力和速度响应。动态变化的气隙会导致励

磁电感的动态变化。为了复现这种现象，在仿真时在

m L 上施加了一个小的扰

动。变化范围为

30～35mH.由图可见，采用传统解耦控制器时，d 轴和 q 轴电

流及牵引力波动明显，但采用改进的解耦控制器时控制性能非常良好。
　　

5 结论参照 Duncan 的理论，可以通过修改传统异步电机的数学模型得到

直线感应电机的数学模型。基于其上可以实现磁场定向矢量控制。传统的电流解
耦控制器一般采用前馈解耦，但这种方法对电机参数变化比较敏感。由于存在气
隙变化、不同次级结构和边端效应等，直线感应电机参数变化比较严重。
　　本文提出了一种改进的解耦控制器，用于解决电机参数变化带来的问题。采
用

PI 调解器作为解耦项，这种控制策略具有更好的鲁棒性，并且易于实现。仿

真结果显示了它在抵御由于动态气隙变化引起的励磁电感波动时的良好性能。