转子磁轭 5 段进行求解。忽略漏磁影响，通过气隙以及定、转子磁极和磁轭构成磁路中的
磁通即为电机相绕组总磁通量。通过气隙、定子磁极与轭部、转子磁极面积和长度计算，借
助已知铁心材料的磁化曲线表，即可计算电机的磁化曲线。
　　可见，通过解析计算方法获得的磁链 2 电流曲线在磁动势较小时与采用有限元计算
结果吻合好（相电流 10 A 时的磁动势为 1 140 A  

） ；磁动势较大时，其误差表现出了随

相电流增加而增大的趋势。原因在于：随着绕组相电流的增加，定、转子铁心趋于饱和。此
时，在计算中被忽略的绕组在磁极间空气中产生的磁链成为了不可忽略的重要组成部分。
且随着电流的增加，铁心中的磁通增加比例远远小于环绕绕组空气中磁通的增加，因此
该部分误差随电流的增加而增大。
　　为更准确求解，磁路计算中必须增加绕组内部和极间两部分磁通。补偿上述磁通的对
齐位置解析计算结果如所示，由该方法得到的磁链与三维有限元计算结果基本吻合，误
差很小。
　　按照一般开关磁阻电机的分析方法并结合横向磁场电机三维的空间结构，气隙磁通
路径可以划分为 5 部分。其中磁路 1 被认为是沿轴向方向，包含全部励磁安匝数的定子磁
极表面间磁通路径；磁路 2 被看作沿径向方向，定子磁极顶面与转子磁极间磁通路径；
磁路 3 被看作沿径向方向，定子磁极顶面与转子磁极底面间磁链的磁路；磁路 4 为沿径
向方向，转子磁极底面与定子磁极间磁链的磁通路径；磁路 5 为沿轴向方向，定子磁极
顶面间的磁通路径。考虑到不对齐位置铁心的饱和程度不高，因此上述磁路中不包括铁心
端部磁场、定子铁心轭部表面之间、转子铁心齿部、轭部表面之间的磁路。分别求解后，电
机每极绕组的磁链可以由各区域的磁链表示为： Ψ= 2（Ψ1 +Ψ2 +Ψ3 +Ψ4 +Ψ5）（6）上
述磁路 2、3、4 沿径向方向，磁路中包含有横向磁场电机环形线圈的全部励磁安匝数，为
用于计算最小电感位置磁阻的主要磁通所流经的路径。计算中可通过开关磁阻电机中关于
磁导分量、磁动势和该计算区域内磁阻的计算方法获得。
　　上述公式计算获得的最小电感位置的磁化曲线如所示。可以看出：该解析计算方法尽
管较为合理且简单，但在相电流较大时仍然存在较大的误差。主要是因为不对齐位置处的
气隙磁路较长，铁心中的磁压降远小于气隙中的磁压降，计算公式中未考虑铁心饱和状
态所致。为此，可以考虑将闭合磁力线回路 2、3、4 中包含共有的定、转子铁心部分借助已
知的铁心材料的磁化曲线表进行修正。由可知，该方法所得结果同有限元计算误差相差很
小，能够满足工程上电机设计初期对于极数的优化设计要求。
　　2 横向磁场开关磁阻电机设计 2. 1 电机的形式与相数由于横向磁场结构便于实现模块
化制造，由此构成多相、单相形式的开关磁阻电机成为最适当的选择。这是因为单相电机
结构简单，制造成本相对较低。该结构还便于实现多相绕组之间在结构和电磁上的隔离，
完全消除相间故障的可能性；且易将故障相与系统其他部分隔离，使电机工作更可靠。此
外，从噪声与振动角度上讲，单相多极结构的使用也将在很大程度上消除多相电机因径
向磁吸引力所造成的主要噪声与振动源。这是因为单相电机在运行时，只形成均匀、同向
的径向磁吸力，且定子壳体受力压缩、膨胀均匀。
　　采用模块化组合的优点还在于可以使电机系统根据安装和电气性能要求在同一舱位
内由多个模块构成一相，或由多个单相模块构成三相、四相或更多的相数以减少转矩脉动。
由于转子中并不存在安置绕组所需的槽，所以转子磁极高度的选择可以根据电机的形式、
磁路饱和与体积的限制进行选取。
　　2. 2 电机的极数选择优化设计本文在设计过程中对定子内径冲片内径取 116 mm，极
数分别为 8、10、12、14、15、16 时采用三维有限元方法和解析计算方法对其对齐与不对齐位
置的磁链 2 电流曲线按相电流取值逐点进行了计算。两种计算方法结果基本相符，证明了
本文所提解析计算方法的正确性。而当极数发生变化时，有限元计算所得电机的最大电感