矩密度，但将使电机轭部厚度有所增大，外径所围体积及重量有所增大；而采
用增加极数、减少极距

τ 的方法来获得转矩密度的提高，极数的增加会影响到开

关磁阻电机的第二气隙。
　　

1. 3 磁路解析计算方法横向磁场开关磁阻电机具有复杂的三维结构和非线

性特点。为了便于进行优化设计，首先说明通过磁路与气隙磁导解析计算来求解
的方法。
　　如所示，在对齐位置，绝大部分磁通可认为比较均匀地经过定子磁极和转
子磁极闭合，电机参数计算可使用较简单的磁路，即可分为气隙、定子磁极、定
子磁轭、转子磁极、转子磁轭

5 段进行求解。忽略漏磁影响，通过气隙以及定、转

子磁极和磁轭构成磁路中的磁通即为电机相绕组总磁通量。通过气隙、定子磁极
与轭部、转子磁极面积和长度计算，借助已知铁心材料的磁化曲线表，即可计算
电机的磁化曲线。
　　可见，通过解析计算方法获得的磁链

2 电流曲线在磁动势较小时与采用有

限元计算结果吻合好（相电流

10 A 时的磁动势为 1 140 A） ；磁动势较大时，

其误差表现出了随相电流增加而增大的趋势。原因在于：随着绕组相电流的增加
定、转子铁心趋于饱和。此时，在计算中被忽略的绕组在磁极间空气中产生的磁
链成为了不可忽略的重要组成部分。且随着电流的增加，铁心中的磁通增加比例
远远小于环绕绕组空气中磁通的增加，因此该部分误差随电流的增加而增大。
　　为更准确求解，磁路计算中必须增加绕组内部和极间两部分磁通。补偿上述
磁通的对齐位置解析计算结果如所示，由该方法得到的磁链与三维有限元计算
结果基本吻合，误差很小。
　　按照一般开关磁阻电机的分析方法并结合横向磁场电机三维的空间结构，
气隙磁通路径可以划分为

5 部分。其中磁路 1 被认为是沿轴向方向，包含全部励

磁安匝数的定子磁极表面间磁通路径；磁路

2 被看作沿径向方向，定子磁极顶

面与转子磁极间磁通路径；磁路

3 被看作沿径向方向，定子磁极顶面与转子磁

极底面间磁链的磁路；磁路

4 为沿径向方向，转子磁极底面与定子磁极间磁链

的磁通路径；磁路

5 为沿轴向方向，定子磁极顶面间的磁通路径。考虑到不对齐

位置铁心的饱和程度不高，因此上述磁路中不包括铁心端部磁场、定子铁心轭部
表面之间、转子铁心齿部、轭部表面之间的磁路。分别求解后，电机每极绕组的磁
链可以由各区域的磁链表示为：

Ψ= 2（Ψ1 +Ψ2 +Ψ3 +Ψ4 +Ψ5）（6）上述磁路

2、3、4 沿径向方向，磁路中包含有横向磁场电机环形线圈的全部励磁安匝数，
为用于计算最小电感位置磁阻的主要磁通所流经的路径。计算中可通过开关磁阻
电机中关于磁导分量、磁动势和该计算区域内磁阻的计算方法获得。
　　上述公式计算获得的最小电感位置的磁化曲线如所示。可以看出：该解析计
算方法尽管较为合理且简单，但在相电流较大时仍然存在较大的误差。主要是因
为不对齐位置处的气隙磁路较长，铁心中的磁压降远小于气隙中的磁压降，计
算公式中未考虑铁心饱和状态所致。为此，可以考虑将闭合磁力线回路

2、3、4 中

包含共有的定、转子铁心部分借助已知的铁心材料的磁化曲线表进行修正。由可
知，该方法所得结果同有限元计算误差相差很小，能够满足工程上电机设计初
期对于极数的优化设计要求。
　　

2 横向磁场开关磁阻电机设计 2. 1 电机的形式与相数由于横向磁场结构便于

实现模块化制造，由此构成多相、单相形式的开关磁阻电机成为最适当的选择。
这是因为单相电机结构简单，制造成本相对较低。该结构还便于实现多相绕组之
间在结构和电磁上的隔离，完全消除相间故障的可能性；且易将故障相与系统